Transformatorloze AC-naar-laag-DC-spanningsomvormer. Toenemende wissel- en omvormers, circuit, ontwerp

Zal hier besproken worden transformatorloze spanningsomvormers, meestal bestaande uit een blokgolfgenerator en een spanningsvermenigvuldiger.

Meestal is het op deze manier mogelijk om de spanning met niet meer dan meerdere keren te verhogen zonder merkbare verliezen, en ook om aan de uitgang van de omzetter een spanning met een ander teken te verkrijgen. De belastingsstroom van dergelijke converters is extreem klein - meestal eenheden, minder vaak tientallen mA.

Hoofdoscillator

De hoofdoscillator van transformatorloze spanningsomzetters kan worden gemaakt volgens een standaardcircuit, waarvan het basiselement 1 (Fig. 1) is gemaakt op basis van een symmetrische multivibrator.

De blokelementen kunnen bijvoorbeeld de volgende parameters hebben: R1=R4=1 kOhm; R2=R3=10 kOhm C1=C2=0,01 µF. Transistors hebben een laag vermogen, bijvoorbeeld KT315. Om het vermogen van het uitgangssignaal te vergroten werd een standaard versterkerblok 2 gebruikt.

Rijst. 1. Schema's van basiselementen van transformatorloze converters: 1 - hoofdoscillator; 2 - typisch versterkerblok.

Transformatorloze spanningsomvormer

Een spanningsomvormer zonder transformator bestaat uit twee typische elementen (Fig. 2): een hoofdoscillator 1 en een push-pull-versterkerschakelaar 2, evenals een spanningsvermenigvuldiger (Fig. 2).

De omvormer werkt op een frequentie van 400 Hz en levert voedingsspanning 12,5 V uitgangsspanning 22V bij belastingsstroom tot 100mA(parameters van elementen: R1=R4=390 Ohm. R2-R3=5,6 kOhm, C1=C2=0,47 µF). Blok 1 gebruikt transistors KT603A - b; in blok 2 - GT402V(G) en GT404V(G).

Rijst. 2. Schema van een transformatorloze omzetter met spanningsverdubbeling.

Rijst. 3. Schakelingen van spanningsomvormers op basis van een standaardeenheid.

Hiervoor kan een spanningsomvormer worden gebruikt die is gebouwd op basis van het hierboven beschreven standaardblok (Fig. 1). uitgangsspanningen verschillende polariteit zoals getoond in Afb. 3.

Bij de eerste optie worden aan de uitgang spanningen van +10 V en -10 V gegenereerd; voor de tweede - +20 V en -10 V wanneer het apparaat wordt gevoed vanuit een 12V-bron.

Omvormercircuit voor het voeden van 90V thyratrons

Om de thyratrons van stroom te voorzien met een spanning van ongeveer 90 V, wordt een spanningsomzettercircuit volgens Fig. 4 met masteroscillator 1 en elementparameters: R1=R4=-1 kOhm, R2=R3=10 kOhm, C1=C2=0,01 μF.

Hier kunnen algemeen verkrijgbare transistors met een laag vermogen worden gebruikt. De vermenigvuldiger heeft een vermenigvuldigingsfactor van 12 en met de beschikbare voedingsspanning zou je een output van ongeveer 200V verwachten, maar in werkelijkheid is deze spanning door verliezen slechts 90V, en de waarde ervan daalt snel bij toenemende belastingsstroom.

Rijst. 4. Schakeling van een spanningsomvormer met een meertrapsvermenigvuldiger.

Spanningspolariteitsomvormer van (+) naar (-)

Om een ​​omgekeerde uitgangsspanning te verkrijgen kan ook een op een standaardeenheid gebaseerde omvormer worden gebruikt (Fig. 1). Aan de uitgang van het apparaat (Fig. 5) wordt een spanning gegenereerd die tegengesteld is aan de voedingsspanning.

Rijst. 5. Spanningsinvertercircuit.

In absolute waarde is deze spanning iets lager dan de voedingsspanning, die wordt veroorzaakt door de spanningsval (spanningsverlies) op de halfgeleiderelementen. Hoe lager de voedingsspanning van het circuit en hoe hoger de belastingsstroom, hoe groter dit verschil.

Spanningsomvormer (verdubbelaar)

De spanningsomvormer (verdubbelaar) (Fig. 6) bevat een hoofdoscillator 1 (1 in Fig. 1.1), twee versterkers 2 (2 in Fig. 1.1) en een bruggelijkrichter (VD1 - VD4).

Rijst. 6. Hoogspanningsverdubbelaarcircuit.

Blok 1: R1 =R4=100 Ohm; R2=R3=10 kOhm; C1=C2=0,015 µF, transistoren KT315.

Het is bekend dat het vermogen dat wordt overgedragen van het primaire circuit naar het secundaire circuit evenredig is met de werkfrequentie van de conversie, waardoor, gelijktijdig met de toename ervan, de capaciteit van de condensatoren en bijgevolg de afmetingen en kosten van het apparaat afnemen.

Deze converter levert een uitgangsspanning 12V(bij inactiviteit). Bij een belastingsweerstand van 100 Ohm daalt de uitgangsspanning naar 11 V; bij 50 Ohm - tot 10 V; en bij 10 Ohm - tot 7 V.

Bipolaire middelpuntconverter

Met de spanningsomvormer (Fig. 7) kunt u twee tegenpolaire spanningen verkrijgen met een gemeenschappelijk middelpunt aan de uitgang. Dergelijke spanningen worden vaak gebruikt om operationele versterkers van stroom te voorzien. De uitgangsspanningen liggen in absolute waarde dicht bij de voedingsspanning van het apparaat en wanneer de waarde ervan verandert, veranderen ze tegelijkertijd.

Rijst. 7. Omvormcircuit voor het verkrijgen van multipolaire uitgangsspanningen.

Transistor VT1 - KT315, diodes VD1 en VD2 - D226.

Blok 1: R1=R4=1,2 kOhm; R2=R3=22 kOhm; C1=C2=0,022 µF, transistoren KT315.

Blok 2: transistors GT402, GT404.

De uitgangsimpedantie van de verdubbelaar bedraagt ​​10 ohm. In de inactieve modus bedraagt ​​de totale uitgangsspanning op condensatoren C1 en C2 19,25 V met een stroomverbruik van 33 mA. Naarmate de belastingsstroom toeneemt van 100 naar 200 mA, neemt deze spanning af van 18,25 naar 17,25 V.

Converter-omvormers met een master-oscillator op basis van CMOS-elementen

De hoofdoscillator van de spanningsomvormer (Fig. 8) is gemaakt van twee CMOS-elementen. Een versterkingstrap op de transistoren VT1 en VT2 is verbonden met de uitgang. De omgekeerde spanning aan de uitgang van het apparaat is, rekening houdend met conversieverliezen, enkele procenten (of tientallen procenten - bij laagspanningsvoeding) minder dan de ingang.

Rijst. 8. Schakeling van een spanningsomvormer-omvormer met een hoofdoscillator op basis van CMOS-elementen.

Een soortgelijk convertorcircuit wordt getoond in de volgende afbeelding (Fig. 9). De converter bevat een masteroscillator op een CMOS-chip, een versterkingstrap op de transistoren VT1 en VT2, circuits voor het verdubbelen van de uitgangspulsspanning, condensatorfilters en een circuit voor het vormen van een kunstmatig middelpunt op basis van een paar zenerdiodes.

Aan de uitgang van de omvormer worden de volgende spanningen gegenereerd: +15 V bij een belastingsstroom van 13...15 mA en -15 V bij een belastingsstroom van 5 mA.

Rijst. 9. Spanningsomzettercircuit voor het genereren van multipolaire spanningen met een masteroscillator op basis van CMOS-elementen.

In afb. Figuur 10 toont een diagram van het uitgangsknooppunt van een transformatorloze spanningsomvormer.

Rijst. 10. Schema van de eindtrap van een transformatorloze spanningsomvormer.

Dit knooppunt is eigenlijk een eindversterker. Om het te besturen, kunt u een pulsgenerator gebruiken die werkt op een frequentie van 10 kHz.

Onbelast verbruikt een omvormer met zo'n eindversterker een stroom van ongeveer 5 mA. De uitgangsspanning benadert 18 V (tweemaal de voedingsspanning). Bij een belastingsstroom van 120 mA neemt de uitgangsspanning af tot 16 b met een rimpelniveau van 20 mV. Het rendement van het apparaat is ongeveer 85%, de uitgangsimpedantie is ongeveer 10 Ohm.

Wanneer de eenheid werkt vanuit een hoofdoscillator met behulp van CMOS-elementen, is het installeren van weerstanden R1 en R2 niet nodig, maar om de uitgangsstroom van de microschakeling te beperken, is het raadzaam om de uitgang ervan aan te sluiten op een transistorversterker via een weerstand met een weerstand van meerdere kOhm.

Spanningsomvormer voor het aansturen van varicaps

Een eenvoudig spanningsomzettercircuit voor het besturen van varicaps is vele malen in verschillende tijdschriften gereproduceerd. De omzetter produceert 20 V wanneer hij wordt gevoed door 9 b, en een dergelijk circuit wordt getoond in Fig. elf.

Een pulsgenerator die bijna rechthoekig is, is gemonteerd op de transistoren VT1 en VT2. Diodes VD1 - VD4 en condensatoren C2 - C5 vormen een spanningsvermenigvuldiger, en weerstand R5 en zenerdiodes VD5, VD6 vormen een parametrische spanningsstabilisator.

Rijst. 11. Schema van een spanningsomvormer voor varicaps.

Spanningsomvormer op een CMOS-chip

Rijst. 12. Circuit van een spanningsomvormer op een CMOS-chip.

Eenvoudige spanningsomvormer op slechts één CMOS-chip met een minimum aantal ophangelementen kan worden gemonteerd volgens het schema in Afb. 12.

De belangrijkste parameters van de omzetter bij verschillende voedingsspanningen en belastingsstromen worden gegeven in Tabel 1.

Tabel 1. Parameters van de spanningsomvormer (Fig. 12):

Bipolaire converter

Rijst. 13. Schema van de eindtrap van een bipolaire spanningsdriver.

Om een ​​spanning van één niveau om te zetten in een bipolaire uitgangsspanning kan een converter met een eindtrap gebruikt worden volgens de schakeling in Fig. 13.

Bij een ingangsspanning van de omvormer van 5V zijn de uitgangsspanningen +8V en -8V bij een belastingsstroom van 30 mA. Het rendement van de convertor was 75%. De efficiëntiewaarde en de uitgangsspanning kunnen worden verhoogd door Schottky-diodes in de spanningte gebruiken. Wanneer de voedingsspanning stijgt naar 9 V, neemt de uitgangsspanning toe naar 15 V.

Een geschatte analoog van de 2N5447-transistor is KT345B; 2N5449 - KT340B. Je kunt ook meer gebruikelijke elementen in het circuit gebruiken, bijvoorbeeld transistors zoals KT315, KT361.

Voor spanningsomzettercircuits die zijn gebouwd op het principe van pulsspanningsvermenigvuldigers, kan een grote verscheidenheid aan rechthoekige signaalgeneratoren worden gebruikt.

Dergelijke generatoren worden vaak gebouwd op de KR1006VI1-microschakeling (Fig. 14). De uitgangsstroom van deze microschakeling is vrij groot (100 mA) en het is vaak mogelijk om zonder extra versterkingstrappen te doen.

De generator op de DA1-chip (KR1006VI1) produceert rechthoekige pulsen, waarvan de herhalingssnelheid wordt bepaald door de elementen R1, R2, C2. Deze pulsen van pin 3 van de microschakeling worden naar de spanningsvermenigvuldiger gevoerd.

Een resistieve verdeler R3, R4 is verbonden met de uitgang van de spanningsvermenigvuldiger, waarvan de spanning wordt geleverd aan de "reset" -ingang (pin 4) van de DA1-microschakeling.

De parameters van deze deler zijn zo gekozen dat als de uitgangsspanning in absolute waarde de ingangsspanning (voedingsspanning) overschrijdt, het genereren stopt. De exacte waarde van de uitgangsspanning kan worden aangepast door de weerstanden van weerstanden R3 en R4 te selecteren.

Rijst. 14. Diagram van een spanningsomvormer-omvormer met een hoofdoscillator op de KR1006VI1-microschakeling.

De kenmerken van de omzetter - spanningsomvormer (Fig. 14) worden gegeven in de tabel. 2.

Tabel 2. Kenmerken van de spanningsomvormer-omvormer (Fig. 14).

Krachtige converter-omvormer op de KR1006VI1-microschakeling

De volgende afbeelding toont een ander spanningsomvormercircuit gebaseerd op de KR1006VI1-microschakeling (Fig. 15). De werkfrequentie van de hoofdoscillator is 8 kHz.

Aan de uitgang bevinden zich een transistorversterker en een gelijkrichter, samengesteld volgens een spanningsverdubbelingscircuit. Bij een voedingsspanning van 12 b bedraagt ​​de output van de omzetter 20 V. De verliezen van de omzetter worden veroorzaakt door de spanningsval over de diodes van deer.

Rijst. 15. Circuit van een spanningsomvormer met een KR1006VI1-microschakeling en een eindversterker.

Spanningspolariteitsomvormer op de KR1006VI1-microschakeling

Op basis van dezelfde microschakeling (Fig. 16) kan een spanningsomvormer worden gemaakt. De werkfrequentie van de conversie is 18 kHz, de duty-cycle is 1,2.

Rijst. 16. Spanningsstuurcircuit met negatieve polariteit.

Spanningsomvormer-omvormer op basis van TTL-chips

Net als bij andere soortgelijke apparaten hangt de uitgangsspanning van de omzetter aanzienlijk af van de belastingsstroom.

TTL- en CMOS-chips kunnen worden gebruikt om stroom gelijk te richten. Bij het ontwikkelen van dit onderwerp stelde de auteur van dit idee, D. Cuthbert, een transformatorloze spanningsomvormer-omvormer voor op basis van TTL-microschakelingen (Fig. 7).

Rijst. 17. Spanningsinvertercircuit gebaseerd op twee microcircuits.

Het apparaat bevat twee microcircuits: DD1 en DD2. De eerste werkt als een vierkante pulsgenerator met een frequentie van 7 kHz (elementen DD1.1 en DD1.2), op de uitgang waarvan de omvormer DD1.3 - DD1.6 is aangesloten.

De tweede microschakeling (DD2) is op een ongebruikelijke manier aangesloten (zie diagram): het vervult de functie van diodes. Alle inverterelementen zijn parallel geschakeld om het laadvermogen van de converter te vergroten.

Als gevolg van deze opname wordt aan de uitgang van het apparaat een omgekeerde spanning -U verkregen, die ongeveer gelijk is (in absolute waarde) aan de voedingsspanning. De voedingsspanning van een apparaat met een 74NS04 CMOS-chip kan van 2 tot 7 V zijn. Een geschatte binnenlandse analoog is een TTL-chip van het type K555LN1 (werkt in een kleiner bereik van voedingsspanningen) of een CMOS-chip KR1564LN1.

Maximale uitgangsstroom omvormer bereikt 10mA. Wanneer de belasting uitgeschakeld is, verbruikt het apparaat vrijwel geen stroom.

Spanningsomvormer op K561LA7-chip

Laten we, bij de ontwikkeling van het hierboven besproken idee van het gebruik van beschermende diodes van CMOS-microschakelingen die beschikbaar zijn aan de ingangen en uitgangen van CMOS-elementen, de werking bekijken van een spanningsomvormer gemaakt op twee microschakelingen DD1 en DD2 van het type K561LA7 (Fig. 18).

De eerste assembleert een generator die werkt op een frequentie van 60 kHz. De tweede chip vervult de functie van een hoogfrequente bruggelijkrichter.

Rijst. 18. Schema van een nauwkeurige polariteitsomzetter met behulp van twee K561LA7-microcircuits.

Tijdens bedrijf van de omvormer wordt aan de uitgang een spanning met negatieve polariteit gegenereerd, die met grote nauwkeurigheid, met een belasting met hoge weerstand, de voedingsspanning herhaalt over het gehele bereik van nominale voedingsspanningswaarden (van 3 tot 15 V ).

Veel beginnende radioamateurs vinden het lastig om het type voeding te bepalen, maar zo moeilijk is het niet. De belangrijkste methoden voor spanningsconversie zijn het gebruik van een van de twee circuitontwerpopties:

Transformator;

Transformatorloze voedingen.

Transformatoren verschillen op hun beurt afhankelijk van het type circuit:

Netwerk, met een transformator die werkt op een frequentie van 50 Hz;

Puls, met een transformator die werkt op hoge frequenties (tienduizenden Hz).

Schakelende voedingscircuits maken het mogelijk om de algehele efficiëntie van het eindproduct te vergroten door statische verliezen op lineaire stabilisatoren en andere elementen te vermijden.

Transformatorloze circuits

Als er stroom nodig is van een 220 V-stroomvoorziening voor huishoudelijk gebruik, kunnen de eenvoudigste apparaten worden ingeschakeld via voedingen die ballastelementen gebruiken om de spanning te verlagen. Een bekend voorbeeld van een dergelijke voeding is het ballastcondensatorcircuit.

Er zijn echter een aantal drivers met een ingebouwde aan/uit-schakelaar voor het construeren van een transformatorloze puls-step-down-omzetter; deze worden vaak in andere apparatuur aangetroffen.

Bij voeding uit een gelijkstroombron, bijvoorbeeld batterijen of andere galvanische batterijen, gebruikt u:

Lineaire spanningsstabilisator (geïntegreerde stabilisator type KREN of L78xx met of zonder doorlaattransistor, parametrische stabilisator van zenerdiode en transistor)

Pulsconverter (buck - BUCK, boost - BOOST of buck-boost - BUCK-BOOST)

De voordelen van transformatorloze voedingen en converters zijn als volgt:

Het is niet nodig om de transformator op te winden, de transformatie wordt uitgevoerd door de inductor en de toetsen;

Een gevolg van het voorgaande zijn de kleine afmetingen van de voedingen.

Gebreken:

De afwezigheid van galvanische isolatie, in geval van defecten aan de toetsen, leidt tot het optreden van spanning van de primaire stroombron. Dit is van cruciaal belang, vooral als de rol ervan wordt gespeeld door een 220 V-netwerk;

Gevaar voor elektrische schokken door galvanische koppeling;

De grote afmetingen van de inductor op hoogvermogenconverters doen twijfels rijzen over de haalbaarheid van het gebruik van deze voedingstopologie. Bij vergelijkbare gewichts- en afmetingenparameters is het mogelijk een transformator, galvanisch gescheiden omvormer, te gebruiken.

In de binnenlandse literatuur wordt vaak de afkorting “IPPN” gevonden, wat staat voor: Pulse Buck (of Boost, of beide) spanningsomvormer

Als basis kunnen drie basisschema's worden onderscheiden.

1. IPPN1 - Step-down converter, in de Engelse literatuur - BUCK DC CONVERTER of Step-down.

2. IPPN2 - Boost-converter, in de Engelse literatuur - BOOST DC CONVERTER of Step-up.

3. IPPN3 - Omvormer met de mogelijkheid om de spanning zowel te verhogen als te verlagen, BUCK-BOOST DC-OMVORMER.

Hoe werkt een schakelende buck-converter?

Laten we beginnen met het werkingsprincipe van het eerste circuit te bekijken: IPPN1.

In de schakeling zijn twee voedingscircuits te onderscheiden:

1. "+" van de stroombron wordt via een privéschakelaar (een transistor met elk type geschikte geleidbaarheid) geleverd aan Ln (opslaginductor), waarna de stroom door de belasting naar de "-" stroombron vloeit.

2. Het tweede circuit bestaat uit D, inductor Ln en aangesloten belasting Rn.

Wanneer de schakelaar gesloten is, vloeit er stroom door het eerste circuit, vloeit er stroom door de inductor en hoopt zich energie op in het magnetische veld ervan. Wanneer we de schakelaar uitzetten (openen), wordt de energie die in de spoel is opgeslagen, gedissipeerd in de belasting, terwijl er stroom door het tweede circuit vloeit.

De spanning aan de uitgang (belasting) van een dergelijke omzetter is gelijk aan

Uuit=Uin*Ku

Ku is de conversiecoëfficiënt, die afhangt van de werkcyclus van de stuurpulsen van de aan/uit-schakelaar.

Ku=Uuit/Uin

Inschakelduur "D" is de verhouding tussen de tijd dat de schakelaar open staat en de PWM-periode. "D" kan waarden aannemen van 0 tot 1.

BELANGRIJK: Voor IPPN1 Ku=D. Dit betekent dat de regelgrenzen van deze stabilisator ongeveer gelijk zijn aan 0…Uout.

De spanning aan de uitgang van zo'n omzetter is qua polariteit vergelijkbaar met de spanning aan de ingang.

Hoe werkt een schakelende boost-spanningsomvormer?

IPPN2 - is in staat om de spanning van de voedingsspanning te verhogen naar een waarde die tientallen keren hoger is. Schematisch bestaat het uit dezelfde elementen als de vorige.

Elke converter van dit type bevat drie belangrijkste actieve ingrediënten:

Gecontroleerde schakelaar (bipolair, veld, );

Ongecontroleerde schakelaar (gelijkrichterdiode);

Cumulatieve inductie.

Stroom vloeit altijd door inductantie, alleen de grootte ervan verandert.

Om het werkingsprincipe van deze omzetter te begrijpen, moet je de schakelwet voor een inductor onthouden: "De stroom door een inductor kan niet onmiddellijk veranderen."

Dit wordt veroorzaakt door een fenomeen dat zelfgeïnduceerde emf of tegen-emf wordt genoemd. Omdat het elektromagnetische inductieveld plotselinge stroomveranderingen voorkomt, kan de spoel worden gezien als een stroombron. Dan begint in dit circuit, wanneer de sleutel gesloten is, een grote stroom door de spoel te stromen, maar zoals reeds vermeld kan deze niet sterk toenemen.

Tegen-EMF is een fenomeen waarbij een EMF verschijnt aan de uiteinden van de spoel tegenovergesteld aan die welke wordt toegepast. Als je dit voor de duidelijkheid in een diagram presenteert, zul je je de inductor moeten voorstellen als een EMF-bron.

Het cijfer “1” geeft de status van het circuit aan wanneer de sleutel gesloten is. Houd er rekening mee dat de stroombron en het symbool van de EMF-spoel zijn verbonden door positieve aansluitingen in serie, d.w.z. hun EMF-waarden worden afgetrokken. In dit geval verhindert de inductie de doorgang van elektrische stroom, of vertraagt ​​hij liever de groei ervan. Naarmate deze groeit, neemt na een bepaald tijdconstante interval de waarde van de tegen-EMK af en neemt de stroom door de inductantie toe.

Lyrische uitweiding:

De omvang van zelfgeïnduceerde emf wordt, net als elke andere emf, gemeten in volt.

Gedurende deze tijd vloeit de hoofdstroom door het circuit: stroombron-inductie-gesloten schakelaar.

Wanneer de schakelaar SA opent, begint circuit 2. Er begint stroom te stromen langs het volgende circuit: stroombron-inductie-diode-belasting. Omdat de belastingsweerstand vaak veel groter is dan de kanaalweerstand van een gesloten transistor. Ook in dit geval kan de stroom die door de inductantie vloeit niet abrupt veranderen; de inductantie streeft er altijd naar om de richting en grootte van de stroom te behouden, zodat de tegen-EMF opnieuw ontstaat, maar in omgekeerde polariteit.

Let op hoe de polen van de stroombron en de EMF-bron die de spoel vervangt, zijn aangesloten in het tweede diagram. Ze zijn in serie verbonden met tegengestelde polen, en de omvang van deze elektromagnetische velden telt op.

Dit resulteert in een verhoging van de spanning.

Tijdens het inductieve energieopslagproces wordt de belasting voorzien van energie die eerder in de afvlakcondensator was opgeslagen.

De conversiefactor in IPPN2 is gelijk aan

Zoals uit de formule blijkt, geldt: hoe groter D de werkcyclus is, hoe groter de uitgangsspanning. Bij dit type converter valt de polariteit van het uitgangsvermogen samen met de ingang.

Hoe werkt een inverterende spanningsomvormer?

De inverterende spanningsomvormer is een nogal interessant apparaat, omdat deze zowel in de spanningsreductiemodus als in de spanningsverhogingsmodus kan werken. Het is echter de moeite waard om te overwegen dat de polariteit van de uitgangsspanning tegengesteld is aan die van de ingang, d.w.z. positieve potentiaal verschijnt op de gemeenschappelijke draad.

Inversie is ook merkbaar in de richting waarin diode D wordt ingeschakeld. Het werkingsprincipe is enigszins vergelijkbaar met IPPN2. Terwijl de schakelaar T gesloten is, vindt het proces van het accumuleren van inductieve energie plaats, het vermogen van de bron bereikt de belasting niet vanwege de diode D. Wanneer de schakelaar gesloten is, begint de inductieve energie in de belasting te dissiperen.

De stroom blijft door de inductantie stromen, er ontstaat een zelfinductieve emf, zo gericht dat aan de uiteinden van de spoel een polariteit wordt gevormd die tegengesteld is aan die van de primaire stroombron. Die. een negatieve potentiaal wordt gevormd op de kruising van de transistor-emitter (drain, if), de kathode van de diode en het uiteinde van de spoelwikkeling. Aan de andere kant respectievelijk positief.

De conversiecoëfficiënt van IPPN3 is gelijk aan:

Door simpelweg de duty-cycle in de formule in te vullen, bepalen we dat deze converter tot een D-waarde van 0,5 als step-down-converter fungeert, en daarboven als step-up-converter.

Hoe dergelijke converters besturen?

Het zou een eeuwigheid duren om alle opties voor het bouwen van PWM-controllers te beschrijven; hierover zouden verschillende volumes aan technische literatuur kunnen worden geschreven. Ik wil mij beperken tot het opsommen van enkele eenvoudige opties:

1. Monteer een asymmetrisch multivibratorcircuit. In plaats van VT3 is een transistor aangesloten in IPP-circuits.

2. Een iets complexere optie, maar stabieler qua frequentie, is deze (klik op de afbeelding om te vergroten).

Breng wijzigingen aan in het diagram, VT1 is een transistor, verander het diagram zodat er in plaats daarvan een IPPN-transistor is.

3. Mogelijkheid om te gebruiken, zodat je ook veel extra functies kunt uitvoeren, ze zijn zeer geschikt voor beginners; Er is een geweldige video-tutorial hierover.

conclusies

Schakelspanningsomvormers zijn een zeer belangrijk onderwerp in de stroomvoorzieningsindustrie voor elektronische apparatuur. Dergelijke circuits worden overal gebruikt, en recentelijk, met de groei van ‘zelfgemaakte’ of zoals het nu in de mode is om ‘doe-het-zelf’-mensen te noemen en de populariteit van de AliExpress-website, zijn dergelijke converters bijzonder populair en veelgevraagd geworden. een kant-en-klaar bord van een converter die voor slechts een paar dollar al een klassieke LM2596 en soortgelijke is geworden, en je krijgt de mogelijkheid om de spanning of stroom aan te passen, of beide.

Een ander populair bord is de mini-360

Het zal je misschien opvallen dat deze circuits een transistor missen. Het feit is dat het in de microschakeling is ingebouwd, daarnaast is er een PWM-controller, feedbackcircuits voor het stabiliseren van de uitgangsspanning en meer. Deze circuits kunnen echter worden verbeterd door een extra transistor te installeren.

Als u geïnteresseerd bent in het ontwerpen van een schakeling die aan uw behoeften voldoet, kunt u zich in de volgende literatuur gedetailleerder vertrouwd maken met de ontwerprelaties:

“Componenten voor het bouwen van stroomvoorzieningen”, Mikhail Baburin, Alexey Pavlenko, Symmetron Group of Companies

"Gestabiliseerde transistorconverters" V.S. Moin, Energoatomizdat, M. 1986.

Bij het kiezen van beschikbare microcircuits als basis voor een transformatorloze (en chokeloze) zullen we ons concentreren op de twee meest populaire: dit zijn NE555 timer en audioversterker opamp LM386. In dit artikel zullen we experimenten uitvoeren om de mogelijkheden van elk van hen in deze functies te bepalen. NE555 bipolaire timers worden veel gebruikt in generatoren van verschillende DC-DC-converters, en meestal in invertercircuits. Een andere zeer populaire chip, LM386, kan echter een goede oplossing zijn in dit apparaat. Meteen moet worden opgemerkt dat de resultaten ook afhankelijk zijn van de specifieke fabrikant van deze chips en van de kwaliteit van de bijbehorende componenten. We zullen alleen Schottky-diodes gebruiken om het spanningsverlies tot een minimum te beperken.

Basisvergelijking van NE555 en LM386

1. Voedingsspanningsbereik De NE555 strekt zich uit van 4,5 tot 16 V, maar het gebruik ervan in de buurt van de maximale waarden bij hoge frequenties kan problemen veroorzaken. Het volledige voedingsspanningsbereik van de LM386N1 is 4 tot 15 V, en het volledige voedingsspanningsbereik van de LM386N4 is 4 tot 22 V. De LM386N4 heeft dus het voordeel ten opzichte van de NE555 omdat deze hogere ingangsvoedingsspanningen aankan. Het stroomverbruik van de NE555 is doorgaans 3-6 mA, terwijl dat van de LM386 doorgaans 4 - 8 mA is - hier heeft de NE555 een klein voordeel.
2. Maximale uitgangsstroom De NE555 heeft een vermogen van 200 mA en de spanningsval over de uitgangstransistors is ongeveer 2 V bij ±100 mA, waardoor het gebruik ervan bij hogere stromen niet effectief is. Ter vergelijking: de maximale uitgangsstroom van de LM386 is veel hoger dan die van de NE555, aangezien de LM386N1 een uitgangsvermogen van 0,7 W heeft bij 9 V en 8 ohm, en de LM386N4 1 W bij 16 V. Deze resultaten zijn gebaseerd op de klassieke formule voor klasse AB-versterkers met gebruik van maximale uitgangsspanningsschommelingen en piekuitgangsstroom.
3. Maximale vermogensdissipatie NE555 in dip8-pakket is slechts 600 MW, terwijl LM386 1,25 W is. Dit is waar een opamp een aanzienlijk voordeel heeft ten opzichte van een timer.

Praktische experimenten

Voor onze tests nemen we de ingangsspanning op 10 volt. De frequentie van DC-DC-converters zal worden ingesteld op ongeveer 25 kHz (T = 40 μs), wat aanzienlijk lager is dan hun maximaal mogelijke werkfrequenties. Punten A en B in de LM386-circuits kunnen worden gebruikt om de opwekking te regelen. In het circuit zijn alle weerstanden 0,25 W, ±5%, en zijn alle niet-elektrolytische condensatoren 30 V, ±10%, keramisch.

Vergelijking van converters in verschillende circuits

Verdubbeling van de spanning op de voeding plus

De verdubbelingscircuits gebruiken een NE555-omzetter als eenvoudige oscillator met een Schmitt-trigger. De frequentie wordt ingesteld door R1 en C1, met een kleine afhankelijkheid van de belastingsstroom. De converter in de onderstaande afbeelding is gebaseerd op LM386.

Tabel 1 vergelijkt de uitgangsspanningen van de omzetters bij verschillende belastingsweerstanden. Het is te zien dat de LM386 hogere spanningen levert bij hogere belastingsstromen. Dit wordt verwacht omdat de LM386-eindtrap een hogere maximale uitgangsstroom levert en een lagere spanningsuitval heeft.

Omkeren naar positief vermogen

Tabel 2 vergelijkt de uitgangsspanning over verschillende belastingsweerstanden voor de positief inverterende voedingen NE555 en LM386. Opnieuw kon de LM386-audioversterker meer vermogen aan de belasting leveren.

Verdubbelen en omkeren naar een positieve macht

We kunnen de eerdere convertercircuits combineren en een ontwerp ontwikkelen dat twee uitgangsspanningen produceert. Het NE555-circuit levert een lagere totale uitgangsstroom en -vermogen vergeleken met het circuit dat de LM386-op-versterker gebruikt. Conclusie - LM386 heeft merkbare voordelen ten opzichte van NE555.

Gebruik: in DC-DC-converters, waarbij de primaire spanning een industrieel frequentienetwerk van 220 V of meer is. De essentie van de uitvinding: het apparaat bevat een cascade-spanningsdeler bestaande uit diode-condensatorcellen. In serie geschakelde condensatoren worden opgeladen tijdens de maximale amplitude van de positieve waarde van de wisselspanningssinusgolf op de rails. Hun ontlading naar de voedingsingangen van de vermogenspulscascade wordt uitgevoerd bij een negatieve waarde van de sinusoïde van de wisselspanning en wanneer deze condensatoren parallel zijn geschakeld. De hulptransistor vermindert het vermogen dat nodig is om de uitgangstransistor aan te drijven en vermindert het daardoor gedissipeerde vermogen. 3 salaris vlieg, 3 ill.

De uitvinding heeft betrekking op de elektrotechniek, namelijk op de omzettertechniek naar apparaten voor het omzetten van elektrische energie van wisselspanning, bijvoorbeeld industriële netwerken, in gelijkspanning voor het voeden van automatiseringssystemen of radio-elektronica. Er zijn transformatorloze spanningsomzetters bekend, waarbij de primaire wisselspanning wordt gelijkgericht door een bruggelijkrichter, en vervolgens de gelijkspanning wordt omgezet naar de vereiste uitgang met galvanische isolatie door een gepulseerde hoogfrequente transistorvermogenstrap. Het nadeel van dergelijke omzetters is hun lage bedrijfszekerheid en onvoldoende energie-efficiëntie. Dit komt door het suboptimale bereik van veilige werking van moderne hdie worden gebruikt in vermogenspulstrappen, evenals door de lage versterkingsfactoren van deze transistors. Er worden ook transformatorloze spanningsomzetters gebruikt, waarbij de voedingsspanning van de vermogenspulstrap wordt verlaagd met behulp van een puls- of lineaire stabilisator. Het nadeel van dergelijke omzetters is de complexiteit van het circuit en de lage bedrijfsbetrouwbaarheid, omdat een voldoende hoge conversiefrequentie in de pulsstabilisator vereist het oplossen van problemen met de naleving van de normen voor veilige werking van de vermogenstransistor van deze stabilisator. In het geval van het gebruik van een lineaire stabilisator is de energie-efficiëntie van een dergelijke technische oplossing laag. Het dichtst bij de voorgestelde, zowel qua circuitontwerp als qua essentie van de processen die plaatsvinden, is een omzetter die gecascadeerde diode-condensatorcellen bevat die in serie of parallel zijn geschakeld met behulp van een uitgangstransistor en die de primaire spanning tot redelijk lage waarden verlagen deze omzetter is de complexiteit vanwege de aanwezigheid van een speciaal stuurcircuit voor de uitgangstransistor en een brugnetwerkgelijkrichter, evenals een lage operationele betrouwbaarheid vanwege het gebruik van een hoge schakelfrequentie. Het doel van de uitvinding is om de operationele betrouwbaarheid te vergroten door het circuit te vereenvoudigen en de werkingsmodi van de elementen te vergemakkelijken. Het doel wordt bereikt door het feit dat de uitgangstransistor, die de diode-condensatorcellen schakelt, wordt bestuurd door de primaire netspanning met behulp van een hulptransistor. Om de amplitude van korte schakelpulsen van de ontlaadstroom van de celcondensatoren te beperken, wordt bovendien een smoorspoel met een blokkeerdiode geïntroduceerd. Om de energie-efficiëntie van de omzetter verder te vergroten, worden een forceertransistor en een condensator in de schakeling geïntroduceerd, die de initiële opening van de uitgangstransistor versnellen. Op afb. Figuren 1-3 tonen schema's van transformatorloze spanningsomzetters die overeenkomen met: Figuur 1, conclusie 1 van de conclusies; Figuur 2, conclusies 2 en 3; Afb.3 p.4. De transformatorloze spanningsomvormer volgens het diagram van figuur 1 bevat N diode-condensatorcellen, waarbij cellen van de eerste tot (N-1) laaddiodes 1.1,1.(N-1), ontladingsdiodes 2.1,2.( N-1) diodes, uitgang 3.1,3.(N-1) diodes en condensatoren 4.1,4.(N-1), en de N-de cel bestaat uit een opladende 1.N diode en een 4.N condensator. De anode van de laaddiode 1.1 van de eerste cel is verbonden met de eerste netwerkbus 5 en de eerste aansluiting van de openingsweerstand 6. De anodes van de ontladingsdiodes 2.1,2.(N-1) zijn verbonden met het tweede netwerk bus 7 en de negatieve voedingsingang 8 van de vermogenspulstrap 9. Kathodes van de uitgangsdiodes 3.1,3.(N-1) zijn verbonden met de emitter van de uitgangstransistor 10 van het pnp-geleidingstype en met de eerste aansluiting van de blokkeerweerstand 11. De kathodes van de opladende 1.1,1.(N-1) diodes zijn verbonden met de anodes van de overeenkomstige uitgangsdiodes 3.1, 3.(N-1) en met de eerste klemmen van condensatoren 4.1,4. (N-1), waarvan de tweede aansluitingen respectievelijk zijn verbonden met de kathodes van ontladingsdiodes 2.1, 2.(N-1). Bovendien zijn de kathodes van de ontladingsdiodes 2.1, 2. (N-1) respectievelijk verbonden met de anodes van de oplaaddiodes 1.2,1.N van daaropvolgende cellen, en is de kathode van de oplaaddiode 1.N verbonden met de eerste aansluiting van de condensator 4.N, de collector van de uitgangstransistor 10, de tweede aansluiting van de blokkeerweerstand 11 en met de positieve voedingsingang 12 van de vermogenspulstrap 9. De tweede aansluiting van de condensator 4. N is verbonden met de tweede netwerkbus 7. Het verbindingspunt tussen de kathode van diode 2.(N-1) en de anode van diode 1.N is via een collectorweerstand 13 verbonden met de collector van een hulptransistor 14 van pnp geleidbaarheidstype, waarvan de emitter is verbonden met de basis van de uitgangstransistor 10, en de basis met de tweede aansluiting van de openingsweerstand 6. Voor de duidelijkheid van de presentatie is de vermogenspulstrap 9 afgebeeld in de vorm van een enkele transistor DC-DC-omzetter met einde, waarbij vermogenstransistor 15, bestuurd door besturingseenheid 16, via de primaire wikkeling 17 van vermogenstransformator 18 is verbonden met positieve 12 en negatieve 8 voedingsingangen. Over het algemeen heeft het type vermogenspulscascade geen invloed op de beschouwde werkingsprocessen van een transformatorloze spanningsomvormer. Het transformatorloze spanningsomzettercircuit van figuur 2 verschilt doordat de collector van de uitgangstransistor 10 is verbonden met de eerste uitgang van de inductor 19 en met de kathode van de blokkeerdiode 20, waarvan de anode is verbonden met de tweede netwerkbus. 7, en de tweede uitgang van de inductor 19 is verbonden met de positieve voedingsingang 12 van de vermogenspulstrap 9, de tweede aansluiting van de openingsweerstand 11 en het verbindingspunt tussen de kathode van de laaddiode 1.N en de eerste aansluiting van de condensator 4.N. In het transformatorloze spanningsomzettercircuit van figuur 3 is, naast de beschreven verbindingen en elementen, de collector van de transistor 14 via een collectorweerstand 13 verbonden met de eerste aansluiting van de forceercondensator 21 en de emitter van de forceertransistor 22. van het pnp-geleidingstype, waarvan de collector is verbonden met het verbindingspunt, de kathode van diode 2.(N-1), de anode van diode 1.N en de tweede aansluiting van condensator 4.(N-1), en de de basis is via de basisweerstand 23 verbonden met de kathode van diode 1.N. De tweede aansluiting van condensator 21 is verbonden met de anode van diode 3 (N-1). De transformatorloze omzetter volgens het diagram in figuur 1 werkt als volgt. Laten we eens kijken naar gevestigde werkprocessen. Als u in de begintoestand geen rekening houdt met gelijkspanningsrimpels, worden de condensatoren 4.1,4.N geladen tot ongeveer dezelfde spanning, gelijk aan de uitgangsspanning van de cascadespanningsdeler, numeriek geschat door de amplitude van de momentane spanning te delen op netwerkbussen 5 en 7 door het aantal cascadedelercellen N Wanneer de momentane spanningswaarde op netwerkbussen 5 en 7 gelijk is aan het maximum (amplitude), worden condensatoren 4.1,4.N opgeladen tot de maximale spanningswaarde via laaddiodes 1.1 ,1.N. In dit geval zijn de cellen van de cascadedeler in serie met elkaar verbonden. Nadat de spanning begint af te nemen vanaf de amplitudewaarde, worden de diodes vergrendeld, omdat de totale spanning op in serie geschakelde condensatoren 4.1,4.N groter wordt dan de huidige spanningswaarde op netwerkbussen 5 en 7. Transistoren 10 en 14 zijn vergrendeld , omdat de spanning die op de basis-emitterovergangen wordt toegepast, een blokkerende polariteit heeft. De stroom die door weerstand 11 vloeit, vormt een sperspanning op de basis-emitterovergang van transistor 10. Door het aantal in serie geschakelde diodes 3. (N-1) te selecteren, kunt u de waarde van de sperspanning wijzigen. Vervolgens neemt de netspanning op bussen 5 en 7 af en wordt de polariteit omgekeerd. Transistors 10 en 14 blijven echter uit, omdat de polariteit van de spanning aan de basis van transistor 14 spert totdat de spanning op netwerkbussen 5 en 7 gelijk is aan de spanning op condensator 4. N, dat wil zeggen met de spanning aan de voedingsingangen 12 en 8 van de vermogenspulstrap 9. Wanneer de spanningen gelijk zijn, gaan de basis-emitterovergangen van transistoren 14 en 10 open en vloeit de basisstroom van transistor 10 door de open transistor 14 van de spanning op condensator 4.(N-1). De grootte van de stroom wordt bepaald door weerstand 13. De basisstroom van transistor 10 wordt dus niet gecreëerd door de spanning op de netwerkbussen 5 en 7, maar door de spanning op condensator 4 (N-1) die N keer is verminderd. Omdat de spanning op deze condensator geen gladde sinusvormige vorm heeft, maar constant is, kan het front van de spanning die de basisstroom van transistor 10 vormt veel steiler zijn vanwege het feit dat de circuits van transistors 10 en 14 zijn aangesloten volgens het circuit van een samengestelde transistor. Dit bepaalt de kortere inschakeltijd van de transistor 10, en dus hoe minder vermogen deze tijdens de schakeltrappen dissipeert. Na het openen van de transistor 10 worden de condensatoren 4.1,4.N parallel geschakeld via de uitgangsdiodes 3.1,3.(N-1), de collector-emitterovergang van de transistor 10 en de ontladingsdiodes 2.1,2.(N). -1). Omdat condensator 4.N tijdens de serieschakeling van condensatoren wordt ontladen naar de voedingsingangen 12 en 8 van de vermogenspulstrap 9, en vervolgens naar de overige condensatoren 4.1,4. (N-1) tegen de tijd dat ze worden ontladen zal er een hogere spanning zijn en worden ze ontladen om condensator 4.N op te laden en de belasting te laden. Gedurende de beschouwde periode blijft de sinusoïdale netspanning afnemen, waarbij hij een minimum passeert (dat wil zeggen, door het maximum van de negatieve halve golf van de sinusgolf). Na het overschrijden van het minimum begint de spanning van netwerkbussen 5 en 7 te stijgen, nog steeds met een negatieve polariteit. Wanneer de negatieve netwerkspanning, toenemend, de spanningswaarde aan de ingangen 12 en 8 van vermogenstrap 9 bereikt, zullen de transistoren 14 en 10 sluiten, aangezien sperspanning op hun basis-emitterovergangen zal worden aangelegd. De condensatoren 4.1,4.(N-1) zijn losgekoppeld van de vermogenspulstrap 9, en de condensator 4.N zal een constante spanning handhaven op de voedingsingangen 12 en 8 van de vermogenspulstrap 9. In dit geval zullen de uitgangen 3.1 ,3.(N-1) diodes en bit 2.1,2.(N-1) diodes zijn vergrendeld. Deze toestand wordt onveranderd gehandhaafd totdat de netspanning een positief spanningsniveau bereikt dat gelijk is aan de som van de spanningen op de in serie geschakelde condensatoren 4.1.4.N. Nadat de netwerkspanning de gespecificeerde totale spanning overschrijdt, gaan de laaddiodes 1.1,1.(N-1) en condensatoren 4 open. 1,4.N worden opgeladen met de netspanning gedurende de periode dat de maximale positieve waarde van de netspanning is bereikt. Verder gaan de processen van het opladen en ontladen van condensatoren op dezelfde manier door. Het opladen van de condensator 4.N tijdens één bedrijfscyclus, dat wil zeggen gedurende één periode van de frequentie van de wisselspanning van het netwerk, vindt tweemaal plaats. Dat wil zeggen, ondanks de halfgolfbedrijfsmodus van condensatoren 4.1,4.(N-1), werkt condensator 4.N in een quasi-vollediggolfbedrijfsmodus: de eerste fase van het opladen wordt uitgevoerd tijdens het opladen van een groep in serie geschakelde condensatoren, en de tweede tijdens de ontlading van condensatoren 4.1,4.(N-1) naar de vermogenspulstrap 9 en condensator 4.N. Dit helpt de spanningsrimpel op voedingsingangen 12 en 8 te verminderen en maakt het mogelijk kleinere condensatoren te gebruiken. De aanwezigheid van een constante spanning op de voedingsingangen 12 en 8 zorgt voor de werking van de vermogenspulstrap 9. De transistor 15, bestuurd door de besturingseenheid 16, zet de gelijkspanning om in een gepulseerde collectorstroom, die door de transformator wordt getransformeerd. 18 in een lading. Zo wordt in de beschouwde inrichting de uitgangstransistor bestuurd vanaf een spanning lager dan de netspanning en met steilere schakelflanken. Dit maakt het mogelijk om de energie-efficiëntie van het apparaat te verhogen, het energieverbruik te verminderen en de betrouwbaarheid van de omvormer te vergroten. De transformatorloze omzetter volgens het schema in figuur 2 werkt als volgt. De maximale amplitude van de stroom die door de uitgangstransistor vloeit, treedt op wanneer deze wordt ingeschakeld, wanneer de condensatoren 4.1,4.(N-1) worden ontladen op de gedeeltelijk ontladen condensator 4.N. De pulsduur van deze stroom bedraagt ​​gewoonlijk 2-5% van de aan-cyclus van de transistor 10. De amplitude wordt begrensd door de inductor 19, waarvan de inductantie praktisch klein zou moeten zijn. Om de modus van continue inductorstromen uit te sluiten in transiënte modi van in-, uitschakelen of schakelen van de belastingsstroom, wordt een blokkeerdiode 20 gebruikt, die zorgt voor een ontlading van de stroom die is geaccumuleerd in de inductantie van de inductor 19. Dus de introductie van de inductor 19 en de diode 20 maken het mogelijk om de stroom door de transistor 10 te beperken en de afwezigheid van schakeloverspanningen op deze transistor te garanderen wanneer een continue stroommodus van de inductor 19 optreedt, wat schakeloverspanningen op de collector van de transistor 10 kan veroorzaken Transformatorloze spanningsomvormer volgens het circuit van Fig. 3 werkt als volgt. Het forceren van de basisstroom van transistor 10 om de ontlaadtijd van condensatoren 4.1,4.(N-1) te verkorten om condensator 4.N op te laden en het door deze transistor gedissipeerde vermogen in de beschouwde tijdsfase te verminderen is vereist over een relatief korte periode van tijd, zoals hierboven vermeld. Het resterende veel langere tijdsinterval vereist geen grotere basisstroom van de transistor 10. Daarom wordt de vorming van een geforceerde basisstroompuls uitgevoerd vanuit een geladen condensator 21, waarvan de capaciteit aanzienlijk kleiner is dan de capaciteit van condensator 4 .(N-1). Als transistor 14 open is en transistor 10 opent, geeft de initiële ontlaadstroom van condensator 21 een boost aan de basisstroom van transistor 10, die vervolgens afneemt naarmate condensator 21 ontlaadt, en afneemt tot nul aan het einde van het tijdsinterval van de aan-toestand. van transistor 10. Condensator 21 wordt opgeladen tijdens het opladen van in serie geschakelde condensatoren 4.1,4.N uit de netspanning op bussen 5 en 7. De overige processen van de schakeling verschillen niet van die hierboven besproken. De introductie van het forceren van de basisstroom van de transistor 10 maakt het dus mogelijk om het laadproces van de condensator 4.N te versnellen en het door deze transistor gedissipeerde vermogen tijdens schakelprocessen te verminderen. Bijgevolg maakt het voorgestelde apparaat het mogelijk om de betrouwbaarheid van de transformatorloze spanningsomzetter te vergroten door de schakeling te vereenvoudigen en het door de elementen gedissipeerde vermogen te verminderen.

Claim

1. TRANSFORMATORLOZE SPANNINGOMVORMER met N diode-condensatorcellen, die elk, behalve de N-de, bestaan ​​uit laad-, ontlaad- en uitgangsdiodes en een condensator, de kathode van de laaddiode is verbonden met de anode van de uitgangsdiode en naar de eerste aansluiting van de condensator, waarvan de tweede aansluiting is verbonden met de kathode van de ontladingsdiode, en de kathodes van de uitgangsdiodes van de cellen, behalve de N-de, zijn verbonden met de emitter van de p-n-p-type uitgang transistor en met de eerste aansluiting van de blokkeerweerstand is de anode van de laaddiode van de eerste cel verbonden met de eerste netwerkbus en met de eerste aansluiting van de openingsweerstand zijn de anodes van de laaddiodes van volgende cellen verbonden de kathodes van de ontladingsdiodes van de vorige cellen van respectievelijk de eerste tot de (N-1)e cellen, waarvan de anodes zijn verbonden met de tweede netwerkbus, met de negatieve voedingsingang van de vermogenspulstrap en de tweede aansluiting van de condensator van de N-de cel, waarbij de eerste aansluiting is verbonden met de positieve voedingsingang van de vermogenspulstrap en met de collector van de uitgangstransistor, met het kenmerk dat de tweede aansluiting van de blokkeerweerstand is verbonden met de collector van de uitgangstransistor verbonden met de positieve voedingsingang van de vermogenspulstrap, de tweede aansluiting van de openingsweerstand is verbonden met de basis van het geïntroduceerde hulptransistor p-n-p-geleidingstype, waarvan de emitter is verbonden met de basis van de uitgangstransistor , en de collector via een collectorweerstand naar de anode van de laaddiode van de N-de cel. 2. Spanningsomvormer volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de gespecificeerde verbinding van de collector van de uitgangstransistor met de positieve voedingsingang van de vermogenspulstrap tot stand wordt gebracht via een ingebrachte inductor, waarvan het verbindingspunt met de gespecificeerde ingang is verbonden met het verbindingspunt van de eerste aansluiting van de condensator en de kathode van de N-de cel. 3. Spanningsomvormer volgens conclusies. 1 en 2, met het kenmerk, dat tussen de collector van de uitgangstransistor en de negatieve voedingsingang van respectievelijk de vermogenspulscascade, kathode en anode een blokkeerdiode is aangesloten. 4. Spanningsomvormer volgens conclusies. 1 3, met het kenmerk dat de gespecificeerde verbinding van de collector van de hulptransistor via de collectorweerstand met de anode van de laaddiode van de N-de cel wordt uitgevoerd via de emitter-collector van de overeenkomstig geïntroduceerde p-n-p-type vormende transistor , waarvan de basis via de basisweerstand is verbonden met de collector van de uitgangstransistor, en de emitter via de geïntroduceerde forceercondensator is verbonden met de anode van de uitgangsdiode van de N-1e cel.